第1章 通过亲手制作晶体管电路学习运算放大器

1.1 运算放大器的概述

1.1.1 运算放大器具备的五个基本端子

1.1.2 两个输入端子与一个输出端子

1.1.3 运算放大器的放大倍数--差动电压增益Avd

1.1.4 运算放大器的电源电压

1.1.5 理想运算放大器

1.2 五晶体管运算放大器的实验

1.2.1 运算放大器的内含--由晶体管组成的放大电路

1.2.2 制作五晶体管运算放大器

1.2.3 五晶体管运算放大器的电路制作

1.2.4 作为正向放大器的实验

1.2.5 电压跟随器电路的实验

1.2.6 反向放大器的实验

1.3 运算放大器的交流(Ac)特性

1.3.1 最大输出电压振幅相对频率的特性

1.3.2 转换速率(S1ew Rate)

1.3.3 其他的交流特性

1.4 运算放大器的直流(Dc)特性

1.4.1 输入偏置电流IB与失调(Offset)电流IIO

1.4.2 输入失调电压VIO

1.4.3 最大输出电压相对负载电阻的特性

1.4.4 共模输入电压范围

1.5 运算放大器以负反馈使用时的稳定性

1.5.1 放大器与振荡器本质相同

1.5.2 增益用复数表示

1.5.3 表示频率特性的伯德图

1.5.4 开环增益的伯德图

1.5.5 伯德的稳定辨别法

【专栏】 与模拟IC设计有关的参考文献介绍

第2章 通用运算放大器IC 4558的分析

2.1 4558的基本电路分析

2.1.1 原型名为RC4558

2.1.2 电流镜像(Current Miirror)电路的基本原理

2.1.3 插入发射极电阻的电流镜像电路

2.1.4 RC4558内部的电流镜像电路

2.1.5 把电流镜像当成负载的差动放大电路

【专栏】 插入发射极电阻的电流镜像的分析

2.1.6 达林顿连接电路

2.1.7 互补发射极跟随器(Complernentary Emitter Follower)

2.1.8 输出级的工作等级

2.1.9 输出级偏压的温度补偿

2.2 4558的等效电路与电气特性

2.2.1 晶体管的小信号等效电路

2.2.2 局部的h参数从略的小信号等效电路

2.2.3 电流镜像负载差动放大电路的小信号等效电路

2.2.4 发射极跟随器的小信号等效电路

2.2.5 RC4558的开环增益相对于频率的特性

2.2.6 转换速率与相位补偿电容的关系

2.2.7 转换速率与增益带宽的关系

2.2.8 4558的噪声一失真率特性

2.2.9 4558的DC特性

第3章 用电路模拟器制作的正规运算放大器

3.1 使用SPICE模拟分析模拟电路

3.1.1 为何要使用电路模拟器

3.1.2 什么是SPICE

3.1.3 SPICE的电路文件(File)

3.1.4 仍须模型参数(Model Parameter)

第4章 基于晶体管优于IC的运算放大器设计

第5章 通用运算放大IC的分析

第6章 高精度、低噪音运算放大器IC的分析

第7章 高速宽频带运算放大器的分析

第8章 CMOS型运算放大器IC的分析

参考文献

《电子元器件应用技术:基于OP放大器与晶体管的放大电路设计》内容难易适中、图文并茂，可供从事运算放大器内部电路设计的读者使用，也可作为电子、信息工程等专业师生和相关专业科研人员的参考用书。

作者:(日本)黑田彻 译者:何中庸

黑田彻 1945年生于日本兵库县，1970年日本神户大学经济学部(系)毕业，1971年进入日本电音(株)公司技术部工作，1972年辞职，现任黑田电子技术研究所所长。

运算放大器是用途广泛的器件，接入适当的反馈网络，可用作精密的交流和直流放大器、有源滤波器、振荡器及电压比较器。

第1章 op放大器应用技巧须知1.

1 op放大器的应用范围1

2 op放大器电源电压2

3 通用op放大器6

4 温度范围越宽的op放大器其价格越高9

5 一个封装内可含有1个、2个、4个电路10

6 单路op放大器的补偿电压较小11

7 当驱动负载时使用容性负载强的op放大器13

8 输出电流为数十毫安以上的op放大器16

9 当输入可能过大时输入保护电路是必要的17

10 op放大器对外输出时的保护电路20

第2章 单电源/低功率op放大器应用技巧23

11 如何使用单电源op放大器23

12 通用op放大器不能在单电源下工作吗25

13 通用op放大器与单电源op放大器在结构上的差异26

14 共模输入输出的op放大器是如何构成的28

15 保证输出电平不跳跃的单电源op放大器29

16 单电源工作中不能完全0v输出时可采用电平移动30

17 coms型单电源op放大器带容性负载的能力较弱32

18 设定工作电流实现低功耗的op放大器33

.19 通过外部连接设定工作电流的低功耗的op放大器35

20 改善dc特性的低功耗op放大器36

21 高速用途的低功耗op放大器37第3章高精度op放大器的应用技巧39

22 低补偿电压op放大器的微调技术39

23 使用双极输入型的高精度op放大器比较容易些41

24 减小双极输入型op放大器的偏置电流的技术43

25 coms斩波op放大器的低频噪声要大45

26 高精度mv级的dc放大器必须具备输入滤波器48

27 补偿调整范围狭窄的高精度op放大器50

28 高精度电路应缩小调整范围52

29 采用更换固定电阻的方法来增大调整范围54

30 同相放大器也可应用于高精度电路中--op放大器的cmrr要大55

31 高精度op放大器应选cmrr大的56

32 op放大电路的模拟接地应采用一点接地的方式58

33 不能一点接地时的对策59

34 高精度mv级放大器旁边不能放置发热器件60

35 微弱信号的op放大电路特别要注意电源去耦61

第4章 微小电流op放大器的应用技巧65

36 mos fet输入型是微小电流op放大器的主流65

37 使用微小电流op放大器的技术66

38 微小电流op放大器实现了fa级信号的放大68

39 微小输入偏置电流的测定方法70

40 微小电流电路中防止漏电流的技巧71

41 要注意光电传感器的i-v转换电路容易引起振荡72

42 i-v转换电路中用相位补偿来防止振荡是必要的74

43 i-v转换电路的输入保护电路75

44 用低噪声同轴导线作为i-v转换电路的信号线77

45 i-v转换电路的噪声电压的计算方法78

46 在i-v转换电路中反馈电阻rf应尽可能的大80

47 使用高精度op放大器的i-v转换电路81

48 对于微小电流电路要注意并消除静电噪声83

第5章 低噪声op放大器的应用技巧87..

49 低噪声电路应注意噪声频率特性87

50 噪声电压的计算重点是决定阻值的参量90

51 通过阻抗中的电阻成分来计算并联rc电路的噪声92

52 用并联接法来减小噪声94

53 在低噪声电路中低噪声器件是很有用的96

【专栏】噪声的res与峰值的关系98

第6章 高速op放大器的应用技巧101

54 高速op放大器的结构101

55 高速电流反馈型op放大器103

56 电流反馈型op放大器的互补阻抗越大则精度越高105

57 高速电路中信号的振幅应尽量小107

58 电流反馈型op放大器的注意事项108

59 高速a-d转换器的输入采用低失真高速op放大器110

【专栏】所谓sfdr(spurious free dynamic range)112

60 高速op放大器带容性负载能力弱(也有带容性负载强的op放大器)113

61 高速op放大器装配时注意寄生电容116

62 每个高速op放大器的电源管脚上附加旁路电容117

第7章 op放大器的稳定性及其避免自激振荡的应用技巧119

63 从噪声增益可知反相与同相电路的稳定度是不同的119

64 输入电容引起op放大器的振荡121

65 容性负载引起op放大器的振荡122

66 通过相位补偿来消除振荡123

67 相位裕度的简单的测量方法126

68 对于相位滞后小的高增益的op放大器应采用多级串联的方法127

第8章 op放大器放大电路的应用技巧131

69 交流输入高阻抗的缓冲电路应注意其输入电容131

70 单电源为差动放大器供电的方法133

71 扩大差动放大器共模电压范围的方法136

72 确保高增益放大器的频率特性的方法137

73 低噪声op放大器应用于可程控增益的放大电路139

74 要求低噪声的电荷放大器电路141

75 在大功率mos驱动器中应使用带容性负载强的op放大器143

76 用单电源op放大器制作加速度传感器电源的电路(3v/1.25a)145

77 使用低功耗op放大器的高稳压源电路146

78 信号隔离时可使用隔离放大器148

79 使用低功耗op放大器和光耦器件的电流耦合隔离放大器150

第9章 阻抗匹配和滤波电路的应用技巧153

80 交流输入时通过阻抗匹配进行频率补偿是不可缺少的153

81 通过反相放大器构成阻抗匹配器155

82 用固定阻抗来设计高频匹配器157

83 使用正反馈电路进行动态高通滤波159

84 多重反馈型带通滤波器的q值不能太大161

85 当q值较大时，带通滤波器使用双重截止型滤波器163

86 可变状态型滤波器与双重截止型滤波器的区别165

87 噪声分析中使用1/3通频带滤波电路167

88 高次滤波采用模拟lc型是有效的171

89 无需调整的1/3通频带滤波电路172

第10章 非线性op放大器的应用技巧177

90 通过齐纳二极管限制输出177

91 在电压输出端正确使用限幅器179

92 高速限幅电路使用具有限幅功能的高速op放大器181

93 增大绝对值放大器的动态范围的方法184

94 有效地使用单电源op放大器的绝对值放大器186

95 乘法器ic构成低成本的rms-dc变换电路188

96 峰值保持电路的必要小技巧191

第11章 实践应用技巧193

97 对于视频范围内采用视频专用放大器也是有效的193

98 即使切换视频信号也可用通用的模拟开关195

99 对于10mhz以上的模拟开关用pin二极管是有效的197

100 制作基准电压时要注意的事项--tl431的自激振荡198

附录 本书引用的op放大器的引脚排列图201

参考文献...

运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克(热电偶)效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。

通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利。 图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的"辅助"运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件(DUT)的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电(如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。)

DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源，即使"单电源"运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。

作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环(最高增益)，但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。(事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV)。

测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压(与误差在幅度上相等)的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。

理想运算放大器的失调电压(Vos)为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。

图2给出了最基本测试--失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。 理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量"偏置"电流流入反相和同相输入端(分别为Ib–和Ib+)，它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1 fA = 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子)至几nA;在某些超快速运算放大器中，甚至达到1 - 2 μA。图3显示如何测量这些电流。 该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化(=1000 Ib–×Rs)，可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出"输入失调电流"Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。

如果Ib的值在5 pA左右，则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容(用于代替Rs)充电的速率。

当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。

运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量(图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电，可以规定为10 V)。如果R5处于+1 V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1 V。 TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1 V，由此很容易计算增益(= 1000 × 1 V/TP1)。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号(图5中的TP2)。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。

图5中，交流信号通过10，000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如此大的衰减值。(例如，在增益为1，000，000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。)因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率;在需要低频增益数据时，应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作，即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。 运算放大器的共模抑制比(CMRR)指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会降低。

测试电路非常适合测量CMRR(图6)。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量，而是改变电源电压(相对于输入的同一方向，即共模方向)，电路其余部分则保持不变。 在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V(本例中为+2.5 V和–2.5 V)，并且两个电源电压再次上移+1 V(至+3.5 V和–1.5 V)。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。

CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化，总电源电压则保持不变。电源抑制比(PSRR)则相反，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变(图7)。 所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发生改变，而共模电平保持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同(1000 × TP1/1 V)。

为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8所示。DUT继续在直流开环下工作，但确切的增益由交流负反馈决定(图中为100倍)。 为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实际的电源电压为稳定的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。

如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度(2x V峰峰值)，则折合到DUT输入端(即放大100倍交流增益之前)的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。

交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度(本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值)，而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计算方法与上一参数的计算方法非常相似。

总结

当然，运算放大器还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量。